图2：H桥工作状态。
由于电机绕组是感性的，电流的变化率取决于施加的电压和线圈感值。要步进电机快速运行，理想的情况就是是能够控制驱动电流在很短的时间内变化。不幸的是，电机运动中会产生一个电压，其方向与外加电压相反,反抗电流发生改变的趋势，称为“反电动势”。 所以电机转速越快，此反向电动势就越大，在它作用下电机随速度的增大而相电流减小，从而导致力矩变小。 为了减轻这些问题，要么提高驱动电压，要么降低电机绕组电感。 降低电感意味着用更少的匝数绕组，就需要更高的电流来达到相同的磁场强度和扭矩。
传统峰值电流控制的问题
传统的步进电机峰值电流控制，通常只检测通过线圈的峰值电流。 当预期的峰值电流达到后，H桥就会切换导通状态，使得输出电流衰减(快衰减，慢衰减，或两者的组合)，持续一定固定时间，或等一个PWM周期结束。电流衰减时，驱动IC无法检测输出电流，从而导致一些问题。
一般来说，最好是用慢衰减，可以得到更小的电流纹波，平均电流能更准确的跟踪峰值电流。 然而，随着步率增大，慢衰减不能够及时降低绕组电流，无法保证精确的电流调节。
为了防止采样到开关电流尖峰，在每个PWM周期的开始，有一个非常短的时间(blanking time)是不采样绕组电流的，那么此时的电流就是不受控制的。这会导致严重的电流波形畸变和电机运行的不稳定(见图3)。
图3：慢衰减模式下的电流畸变。
在正弦波达到峰值后，电流先开始衰减，然后又增加，直到H桥工作在高阻状态，电流才继续向零衰减。
为了避免这种情况，许多步进电机驱动芯片，在电流幅值增加的时候采用慢衰减模式，在电流幅值减小时使用快衰减或混合衰减(结合快衰减和慢衰减)模式。 然而，这两种衰减模式的平均电流是是完全不同的，因为快衰减模式时的电流纹波相对大很多。 结果就是，两种模式下的平均电流值相差很大，导致电机运行不平稳(见图4)。
图4：传统峰值电流控制下的波形
如图4波形所示，峰值电流后一步和前一步的电机步进不一样，会导致位置误差和瞬时速度的变化。电流过零时，因为两种衰减模式的切换，也会有同样的问题。
双向电流采样
传统的步进驱动，在每个H桥下管源极和地之间接外部检测电阻，只测量PWM导通时检测电阻上的正向电压。在慢衰减模式下，电流循环通过内部MOSFET，不通过检测电阻，因此无法测量电流。在快衰减模式下，通过电阻的电流翻转，产生的是负电压。对于目前的电源IC工艺，负电压很难被简单的采样处理。
如果我们可以监控电流衰减时期的绕组电流，许多步进电机驱动的电流调节问题就能被解决。但是，如上所说通过外部检测电阻很难实现，更好的选择是尝试内部电流检测。内部电流检测允许在任何时候监测电流，如PWM导通时间，以及快衰减和慢衰减过程中。 虽然它增加了驱动IC的复杂性，但内部电流检测大大降低了系统成本，因为外部的采样电阻不需要了。 这些电阻非常大且昂贵，价格通常和驱动IC差不多！
MP6500步进驱动IC
MP6500双极性步进电机驱动芯片，集成内部电流检测，很好的取代了传统廉价的峰值电流控制双极步进电机的驱动IC。MP6500内部电路框图如图5所示。
